Electronics | Higher education » Germán Zoltán - Félvezető eszközök és áramkörök I., Analóg elektronika jegyzetek

Sapientia-EMTE Marosvásárhelyi karok Villamosmérnöki tanszék Germán Zoltán Félvezető eszközök és áramkörök I Analóg elektrónika jegyzetek Automatizálás és Számítástechnika II év-1. félév Elektrónikus formátum (első változat, nem teljes!!!) 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum Tartalomjegyzék (vázlat) Bevezetés 1. Félvezető eszközök 1.1 A p-n átmenet 1.2 Félvezető diódák 1.3 Bipoláris tranzisztorok Felépítés. Főbb jellemzők Nagyjelű (Ebers-Moll) modell. Jelleggörbék )bemeneti, átviteli, kimeneti) Működési pont. Polarizálás Dinamikus jellemzők Kisjelű modell 1.4 Záróréteges térvezérlésű tranzisztorok (jFET) Felépítés. Főbb jellemzők Jelleggörbék (bemeneti, átviteli, kimeneti) Működési pont. Polarizálás Kisjelű modell 1.5 Térvezérlésű tranzisztorok (MOSFET) Felépítés. Főbb jellemzők Jelleggörbék (bemeneti, átviteli,

kimeneti) Működési pont. Polarizálás Kisjelű modell 1.6 Többátmenetű félvezető eszközök Pnpn (Schockley) dióda. Működés Jelleggörbék Diac. Működés Jelleggörbék Tirisztor. Működés (gyújtás, lezárás) Jelleggörbék Triac Egyátmenetű tranzisztor 1.7 Optoelektronikai eszközök Fényellenállás, fénydióda, fényelem, fototranzisztor, fototirisztor Fénykibocsátó dióda, optocsatoló 2. Elektronikus áramkörök 2.1 Erősítők 2.11 Erősítő paraméterek (erősítés, frekvenciatartomány)) 2.12 Kisjelű erősítők (közös emitterű, közös bázisú, közös kollektorú, Darlington kapcsolások) 2.13 Differenciálerősítők 2.14 Visszacsatolt erősítők 2.15 Teljesítményerősítők 2.16 Műveleti erősítők 2.2 Egyenirányítók 2.3 Feszültségstabilizátorok 2.4 Oszcillátorok 2 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Bevezetés Bármely állandó paraméterű,

lineáris hálózat (és helyettesíthető kapcsolása, áramköre) felépíthető három passzív (ellenállás, kondenzátor, tekercs) és két aktív elemtípus (feszültség- és áramgenerátor) összekapcsolásaként. Az ideális ellenállás egy olyan koncentrált paraméterű, passzív, lineáris kétpólus, amelynek az elektromos áramkörbeli viselkedését a 1 U ρA R= = = = állandó G I l egyenlettel meghatározott vezetőképesség jellemzi. Értéke állandó és frekvenciafüggetlen A gyakorlatban használt ellenállások első kozelítésben ideálisaknak tekinthetők. Az ellenállásokon az elektromos energia hővé alakul át. A nemlineáris ellnállásokat nemlineáris u (i ) függvény írja le Az ideális kondenzátor egy olyan koncentrált paraméterű, passzív, lineáris kétpólus, amelynek a viselkedését elektromos áramkörben a Q εA =állandó C= = U l egyenlettel meghatározott kapacitása jellemzi. Időben változó viszonyok között a kondenzátor

viselkedését a 1 u (t ) = ³ i (t )dt C összefüggés , változó frekvenciájú, harmonikus viszonyok között az 1 U(ω ) = I (ω ) jω C kifejezés írja le. A kondenzátor elektromos energia (töltés) tárolásásra képes A kapacitás a kondenzátor térlétesítő képességét jellemzi. A nemlineáris kondenzátor kapacitása feszültségfüggő Az ideális tekercs egy olyan koncentrált paraméterű, passzív, lineáris kétpólus, amelynek a viselkedését az ψ n 2 µA L= = = állandó I l egyenlettel meghatározott induktivitása jellemzi. Időben változó viszonyok között az U(ω ) = jωLI (ω ) kifejezés írja le. A tekercs mágneses energia tárolására képes Az induktivitás a tekercs térlétesítő képességét jellemzi. A nemlineáris tekercsek induktivitása áramfüggő Az ideális feszültséggenerátor egy olyan koncentrált paraméterű, passzív, lineáris kétpólus, amelynek a viselkedését az E = állandó egyenlettel meghatározott

elektromotoros – és egyben kapocsfeszültsége jellemez. Ez tetszőleges terhelés esetén csak akkor lehetséges ha a generátor belső ellenállása zéró. A valóságos feszültséggenerátornak belső ellenállása zérónál nagyobb, de a terhelőellenállásnál jóval kisebb. Az ideális áramgenerátor egy olyan koncentrált paraméterű, passzív, lineáris kétpólus, amelynek a viselkedését az I = állandó egyenlettel meghatározott áramerrőssége jellemez. Ez tetszőleges terhelés esetén csak akkor lehetséges ha a generátor belső ellenállása végtelen (azaz belső vezetőképessége zéró). A valóságos áramgenerátorok belső vezetőképessége zérónál nagyobb, de a terhelés vezetőképességénél jóval kisebb. Az elektronikus áramkörökben gyakoriak a feszültséggel vagy árammal vezérelt generátorok, ezek négypólusnak tekinthetők. Az eddig leírt alapvető (elektromos) áramköri elemeken kívül az elektronikus áramkörök egy sor

jellegzetesen elektronikus elemet is tartalmaznak. Az aktív szerepre is alkalmas elemeket eszköznek nevezzük. Ebben a jegyzetben félvezető eszközökkel és ezekkel alkotott áramkörökről lesz szó 3 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 FÉLVEZETŐ ESZKÖZÖK 1.1 A p-n átmenet A legtöbb bipoláris (az elektromos áramot kétféle töltéshordozó hozza létre) félvezető eszköz az úgynevezett p-n átmenetre épül. A félvezető egykristályokban (monokristályokban) p-n átmenet alatt azt a határréteget értjük, amely egy kristály két ellentétes előjelű ionokkal szennyezett tartománya között alakul ki. Az átmenet a kristályszerkezetet nem bontja meg. A szennyezésen a tiszta (intrinszek) félvezető (Si, Ge, As, stb) kristályrácsában bizonyos számú (például minden százezredik) a félvezető atomnak a periódusos rendszer harmadik, illetve ötödik oszlopában levő

valamelyik elem atomjával való helyettesítését értjük. A harmadik oszlopbeli (három vegyértékú) atom a négyvegyértékű atomokból álló kristályrácsban elektront akceptálva (elfogadva) negatív ionná válik és ezzel egyidőben a kristályrácsban elektronhiányt, azaz pozitív töltésű térrészt, lyukat hoz létre. Az ötödik oszlopbeli ötvegyértékű atom a négyvegyértékű atomokból álló rácsba bekerülve, könnyen ionizálódik, azaz könnyen lead egy elektront (donor atom), amelynek következményeképpen a rácsban egy negatív töltésű szabad elektron és egy pozitív töltésű kötött ion jelenik meg. Az akceptorok által szennyezett p rétegben a lyukak, az n rétegben az elektronok a többségi töltéshordozók. 1.11 A p-n átmenet termikus egyensúlyban Mindkét zónában a hőmozgás okozta termikus ionozáció következtében kissebségi töltédhordozók is keletkeznek. A határfelület egyik oldalán elhelyeszkedő mozgékony lyukak

és a másik oldalán elhelyezkedő szintén mozgékony elektronok a félvezető egész térfogatában egyenletes töltéssűrűségre törekedve a diffúziós áramsűrűséget hozzák létre (Fick törvénye). A p rétegből a lyukak az n rétegbe, az n rétegből az elektronok a p rétegbe diffundálva hozzák létre ezt az áramsűrűdűséget. Az egymással szemben áramló ellenkező előjelű töltések a határfelület környezetében rekombinálódnak egymással. A határfelület környezetében a p oldalon kompenzálatlanul maradt akceptor ionok negatív, az n oldalon kompenzálatlanul maradt donor ionok pedig pozitív tértöltést, eggyüttesen pedig elektromos kettősréteget alkotnak. Ezt a határfelület környezetében kialakuló, mozgó töltéshordozóktól mentes (kiürített) elektromos töltésréteget nevezzük röviden zárórétegnek (p-n átmenet) 1.12 A p-n átmenet jelleggörbéi A p-n átmenet áram-feszültség jelleggörbéje a következőképpen alakul

-nyitóirányú előfeszítés amikor U A > 0 I A > 0 (forward) -záróirányú előfeszítés amikor U A < 0 I A < 0 ( reverse) Nyitóirányú előfeszítés esetén a jelölés I A = I F şi U A = U F , míg záróirányú előfeszítés esetén I A = − I R şi U A = −U R   qU A  I A = I O exp  − 1
mkT    ahol q-elektromos töltés, UA -az átmenet feszültsége, m-anyagállandó (1,2) közötti értékkel k- Boltzmann állandó, T - abszolút hőmérséklet 4 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Grafikusan :  U     qU A   I A = I O exp  − 1 = I O exp A  − 1   mkT     U T   Nyitóirányú előfeszítés esetén a diffúziós jelenségek mkT dominálnak, az átmenet feszültsége U A >> U T = így q a jelleggörbe megközelíthető egy exponenciális egyenlettel:  qU A  I F = I O

⋅ exp
(a jelleggörbe az első negyedben)  mkT  Záróirányú előfeszítés esetén, amikor is az átmenetre adott negatív feszültség abszolút értéke mkT U R >> U T = az átfolyó áram gyakorlatilag nem függ a feszültségtől I R = − I O q A p-n átmenet nyitófeszültsége félvezető anyagtól függően körülbelül 0,7V (Si) , valamint 0,3V (Ge, As). 1.13 A p-n átmenet átütése Az U BR feszültségnél, a visszáram I R nagyon nagy értéket vesz fel, a töltéshordozók lavinaszerű többszöröződése következtében. I R = M ⋅ I O , ahol M = 1 §U · 1 − ¨¨ R ¸¸ U BR ¹ n ahol n ∈ (4,7 ) Ha külső áramkör nem határolja az áramot, a p-n átmenet tönkremegy 1.14 Zener effektus Nagy töltéshordozósűrűség esetén (>1018 cm-3) a p-n átmenet átütése nem a a töltéshordozók lavinaszerű többszöröződése következtében jön létre hanem Zener effektus során. A Zener effektus aránylag kis feszültségnél jön

létre , a külső tér hatásásra felbomlanak kovalens kötések, aminek következtében megnő töltéshordozók száma. Ezen effektus során nem megy tönkre at átmenet, feltéve ha külső áramkör nem határolja az áramot. A jelleggörbén látható, hogy a harmadik negyedben a feszültség gyakorlatilag nem változik, míg az áram nagy értékekt vesz fel. Ezt a tulajdonságot feszültségstabilizálásra használjuk fel 1.2 Félvezető diódák A dióda egy a p-n átmenetre épülő félvezető eszköz, kivezetései anón (A), katód (K) 1.21 Egyenirányító diódák Általában a kisfrekvenciás (50/60 Hz) hálózati feszültség egyenirányítására szolgálnak. Legfontosabb paramétereik a maximális nyitóirányú áram ( I FM ) és a maximális záróirányú feszültség 5 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ( U RM ) aminél még működik a dióda. Azek a technológiák mai állásánál

több száz ampert, illetve többezer voltot jelent. Az egyenirányitó dióda jelleggörbéje, valamint egyenlete megegyezik a p-n atmenetéjével 1.22 Zener (feszültségstabilizáló) diódák A Zener diódákat az átmenet szakítási záróirányú feszültségénél használjuk, amikor U Z ≅ U BR gyakorlatilag állandó, tehát a munkapont a jelleggörbéjük letörési tartományábn van. A stabilizált feszültség értéke tipusonként, általában 2200 V között változik. Alkalmazás Az alábbi áramkörben I O = 1µA şi m = 1 . Számítsuk ki a dióda működési pontját (munkapontot) A munkapont ( I A ,U A ) az alábbi egyenlet megoldása: U A + RI A = U    qU A    I A = IO exp mkT  − 1    A megoldás transzcendens egyenlethez vezet, ezért sorozatos megközelítésekkel próbálkozunk. U Feltételezzük, hogy U A = 0 ; ebből I A = = 10mA . Ezekkel az értékekkel újraszámoljuk a feszültséget R UA = m UA

−U kT  I A  = 9.76mA és ln + 1 = 0.026 ln(104 + 1) = 0239V Az áram új értéke I A = R q  IO  U A = 0.238V Ezeket a lépéseket addig végezzük, amíg két egymásután következő éerték közötti különbség bizonyos előre megadott érték alá csökken. Az ábrán látható a megközelítések grafikus ábrázolása 6 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.3 Bipoláris tranzisztor 1.31 Felépítés Főbb jellemzők A tranzisztor szó a TRANSfer és a reSISTOR angol szavak összevonásából keletkezett. Napjainkban e szó alatt a félvezető eszközök népes családját értjük, melybe a térvezérlésű (FET, Field Effect Ttransistor), bipoláris réteg és az egyátmenetű (UJT, Uni-Jonction Transistor) tranzisztorok tartoznak. A bipoláris tranzisztor első, űgynevezett tűs változatát K. Bardeen és W H Brattain találta fel, viselkedését pedig először W.

Schockley magyarázta meg A tűs tranzisztorról néhány év múlva áttértek a stabilabb rétegtranzisztorra, amely egy kétátmenetes háromelektródás félvezető eszköz. A bipoláris jelző azt mutatja, hogy ebben a tranzisztorban mind a kétféle (többségi és kisebbségi) töltéshordozók fontos szerepet játszanak. A bipoláris tranzisztor lényegében egy kététmenetes (két dióda), három elektródás egykristály, vagy n-p-n, vagy p-n-p rétegegymásutánisággal. u CB = u CB + u EB i E = i B + iC Az egyes rétegekhez tartozó elektródákon keresztül az egyik átmenet nyitóirányban (emitter-bázis átmenet), a másik záróirányban (kollektor-bázis átmenet) előfeszített. Az egyes elektródák rendre emitter (E), bázis(B) és kollektor (C) nevet kapnak. Ahhoz, hogy a bipoláris tranzisztor ne két diódaként, hanem tranzisztorként viselkedjék, még az is szükséges, hogy a bázisréteg nagyon vékony ( ≈ 5 ⋅ 10 −6 m ) kell legyen.

Alapkapcsolásban, a tranzisztor négypóluskent kezeljük, ennek követkeytében három típusú kapcsolás létezik: a közös emitterű, közös bázisú, közös kollektorú kapcsolások. A tranzisztor jelleggörbéit is ezek alapján definiáljuk, és léteznek (az ábra szerinti közös bázisú kapcsolásban, példaként: iE = iE ( uEB , uCB ) ic = ic ( uEB , uCB ) - bemeneti: i E = i E (u EB ), ahol u CB , iC paraméterek - átviteli : iC = iC (u EB ), ahol u CB , i B paraméterek - kimeneti: iC = iC (uCB ), uEB , iB paraméterek 1.32 A tranzisztor működése (tranzisztor-effektus) A tranzisztorban folyó áramok összetevői (feltételezve, hogy az emitter átmenet nyitóirányú, míg a kollektor átmenet záróirányban előfeszített) a következők i E = i E , p + i E ,n iCp = i E , p − ir iC = iC , p + I CB 0 7 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 i B = i E − iC = i E , p + i E ,n

− i E , p + i r − I CB 0 = i E ,n + i r − I CB 0 Az emitter hatékonysága: Átviteli tényező: βE = γE = iE , p iC , p iC , p = iE , p iE = i C , p + ir i E = i E , p + i E ,n  iC = γ E βT i E + I CB 0  iC = α F i E + I CB 0 iE , p i E , p + i E ,n (γ 1) E (β 1) T αF = γ E βT az áramerősítési tényező Szokásos tranzisztorok esetében α = 0.95 ÷ 0998 A tranzisztor hatékony működése még megköveteli a következő feltételt : I CB 0 0 . Az átmenetek előfeszítése alapján a tranzisztorok négy lehetséges üzemmódját különböztetjük meg: ahol Előfeszítés Állapot Normál (aktív) Telített Lezárt Fordított (reverse) EB átmenet nyitóirányú nyitóirányú záróirányú záróirányú BC átmenet záróirányú nyitóirányú záróirányú nyitóirányú Mi egyelőre csak a normál aktív állapottal fogunk foglalkozni. A telített és lezárt állapotok tárgyalására az impulzus-üzemű áramköröknél

kerítünk alkalmat. A fordított állapot elvben lehetséges de a tranzisztorok felépítési sajátosságai miatt gyakorlatilag lehetetlen. Az aktív állapotban a bemeneti impedancia az emitter és bázis között kicsi, míg a kimeneti impedancia igen nagy. A bázis-emitter bemeneti feszültség változásainak hatására a bemeneti körben létesülő áram a tranzisztor-effektus folytán a kimeneti körbe kerül, ahol annak nagy ellenállásán olyan feszültségváltozást hoz létre, amely a bemenetinél jóval nagyobb. Így a bipoláris tranzisztor feszültség, áram és teljesítmény erősítésére képes. 1.33 Működés normál aktív tartományban • Közös bázisú kapcsolás (KB) KT KT , uCB < 0 , uCB >> iC = α F iE + I CB 0 , ahol α F , I CB 0 állandó uEB >> q q • Közös emitterű kapcsolás u BB = u EB + RB I B u CC = −u CE + RC I C U EB ≅ állandó , elvégezzük a behelyettesítést I C = βT I B + I CE 0 ahol β F = tényező

(közös emitterű kapcsolásban), míg I CE 0 = záróirányú áram 8 αF áramerősítési 1−αF I CB 0 = (βF + 1)I CB 0 = I C I B = 0 reziduális 1 − αF Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.34 A bipoláris tranzisztor nagyjelű (EBERS - MOLL) modellje a). kivezetések áramai által vezérelt áramgenerátoros modell   qu   iC = α F iE − I CB 0  exp CB  − 1 , hasonlóképpen felírhatjuk visszafele az áramokat   KT     qu   − iE = α R ( − iC ) − I EB 0  exp EB  − 1 sau   KT     qu   iE = αRiC + I EB 0 exp EB  − 1   KT   ahol αR fordított irányú áramerősítési tényező, míg I EB 0 a BE átmenet záróirányú árama. Az egyenleteknek megfelelő áramköri modell b). diódaáramok által vezérelt áramgenerátoros modell   qu   iC = α F iE − I

CB 0  exp CB  − 1   KT   ha megoldjuk az egyenletet egy másik egyenletrendszert kapunk   quEB   iE = α RiC + I EB 0  exp  − 1   KT     qu     qu   iE = I ES  exp EB  − 1 − α R ICS  exp CB  − 1   KT     KT     qu     qu   iC = α F I ES  exp EB  − 1 − I CS  exp CB  − 1   KT     KT   I EB 0 I CB 0 ; , míg I ES az emitter-bázis dióda visszárama rövidrezárt I CS = 1 − α Pα R 1 − α Fα R kollektor-bázis esetén, valamint I CS a kollektor-bázis dióda visszárama rövidrezárt emitter-bázis esetén. Az egyenleteknek megfelelő áramköri modell ahol I ES = ahol αF I ES = αR I CS tehát a négy paraméter nemegymástól független. 9 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.35

A bipoláris tranzisztor jelleggörbéi 1.351 Közös bázisú kapcsolás (KB) • bemeneti jelleggörbék   qu     qu   iE = I ES  exp EB  − 1 − α R I CS  exp CB  − 1   KT     KT     qu     qu   iC = α F I ES  exp EB   − I CS  exp CB  − 1   KT     KT   az első egyenletet iE = iE ( uEB ) tekinthetjük bemeneti jelleggörbének ha uCB < 0   qu   iE = I ES  exp EB  − 1 diódajelleggörbe, ha uCB < 0   KT   uCB >> KT q kapjuk   qu     qu   iE = I ES  exp EB  − 1 + α R I CS = I ES  exp EB   − I ES (1 − α F )   KT     KT   • Átviteli jelleggörbék iC = iC ( uEB )   qu     qu   iC = α F I ES  exp EB  − 1 − I CS  exp CB  − 1 ha uCB = ct . 

 KT     KT   qu   qu     qu   iC ≈ α F I ES exp EB  − 1 + I CS = α F I ES  exp EB   + I CS (1 − α R ) ≈ α F I ES exp EB KT   KT     KT   • Kimeneti jelleggörbék ha i E = állandó, ha u EB = állandó i E = állandó ha iE = 0   qu   iC = α F iE − I CB 0 exp CB  − 1   KT     qu   akkor: I C = − I CB 0  exp CB  − 1   KT   esetében : 10 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 1.352 Közös emitterű jelleggörbék (KE) Az alábbi egyenletek kivonásával   qu     qu   iE = I ES  exp EB  − 1 − α R ICS  exp CB  − 1   KT     KT   kapjuk   qu     qu   iC = α F I ES  exp EB  − 1 − I CS  exp CB  − 1

  KT     KT   q   qu     uCE + uEB ) − 1 i B = iE − iC = (1 − αF ) I ES  exp EB  − 1 + (1 − αF ) I CS exp (   KT KT     iB = iB ( uEB ) ha u CE = állandó • bemeneti jelleggörbék Az uCE = 0 jelleggörbe szintén dióda tipusú: [ ]   qu   iB = (1 − α F )I ES + (1 − α R )I CS exp EB  − 1   KT   • Átviteli jelleggörbék ic = iC ( uEB ) ha uCE = állandó. q   qu     uCE + uEB ) − 1 iC = α F I ES  exp EB  − 1 − I CS  exp (   KT KT     kT ha uCE eléggé nagy és negatív értékű (pnp) és uEB >> ,akkor az átviteli jelleggörbe q  qu  iC ≈ α F I ES exp EB  .  KT  Alapvetó tulajdonsága a bipoláris tranzisztornak az exponenciális (nemlineáris) jelleggörbe. • Kimeneti jelleggörbék Leginkább az iC =iC (-uCE ) ha iB = állandó típust

használjuk αF I q   iE = iC + iB iC = iB − CB 0  exp uCE + uEB ) − 1 vagy ( KT 1 − αF 1 − αF   q αF   iC = βF iB − (βF + 1)I CB 0  exp uCE + uEB ) − 1 ; βF = ( 1 − αF KT   Az aktív tartományban uEB > 0, uEB = állandó . 11 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 1.36 A bipoláris tranzisztor előfeszítése (munkaponti polarizálás) uBB = uEB + RB I B uCC = − uCE + RC I C (*) I C = βF I B + I CE 0 A működési pont az iB = IB =állandó jelleggörbe,ahol I B = uBB − uEB és a munkaegyenes (*) RB metszéspontja lesz u BB = u EB + I B RB + I E RE = u EB + [RB + (β F + 1)RE ]I B IC = βF ( uBB − uEB ) RB + (βF + 1)RE , A legelterjedtebb előfeszítési áramkör ahol u BB = R2 RR u CC , R B = 1 2 R1 + R2 R1 + R2 12 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum

2005 1.37 A munkapont stabilizálása uBB = RB IB + uBE ; IC = βF IB + (βF +1)ICB0 + RE IE IE =IB + IC = (βF + 1)IB + (βF + 1)ICB0 uBB - uBE = RBIB + RE (βF + 1)IB + RE (βF + 1)ICB0 uBB − uBE R (β + 1) I CB 0 IB = − E F RB + (βF + 1) RE RB + (βF + 1) RE I C = βF I B + (βF + 1) I CB 0 = = βF ( uBB − uBE ) RB + (βF + 1)RE ha RB << (1 + βF )RE βF ( uBB − uBE ) RB (βF + 1)RE + (βF + 1) − βF RE ( βF + 1)I CB 0 RB + ( βF + 1)RE (R + R ) I R + ( β + 1)R B B + (βF + 1) I CB 0 = E F CB 0 E és uCE = uCC - RCIC - REIE = uCC - (RC + RE )IC U − uBE  R  akkor: I C ≅ BB +  1 + B  I CBO , RE RE   1.38Dinamikus üzemmód 1.381 Kisjelű modell (természetes, Giacoletto) Cb ' e = CdE + CbE ≅ CdE 1 = gb ' e = gπ rb ' e Cb ' c = ηCdE + Cbc ≈ Cbc gb ' c = η ⋅ gb ' e = Cb ' e = CdE + CbE ≅ CdE 1 = gb ' e = gπ rb ' e gb ' c = η ⋅ gb ' e = 1 rb ' c Cb

' c = ηCdE + Cbc ≈ Cbc 1 rb ' c gce = η ⋅ gm = 1 rO 1.382 Hibrid paraméteres modell hi = rπ = 1 1 ; hr = 0; h f = gmrπ ; hO = gπ rO 13 gce = η ⋅ gm = 1 rO Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.383 Számítási példa Közös emitterű kapcsolás uI ( t ) = U I + ui ( t ) u0 (t ) = − RCiC (t ) = − RC gmub ' e (t ) ub ' e (t ) = ui (t ) uo (t ) − gm RC ub ' e (t ) − gmrb ' e RC = = ui (t ) rb ' s + rb ' e rb ' s + rb ' e ui (t ) rb ' e 1.39 Dinamikus jelleggörbe Kivezérlés AU = rb ' e rb ' s + rb ' e i ( t ) gmub ' e (t ) AI = c = = gmrb ' e = βF ib (t ) gb ' c (t ) váltóáramú helyettesítő kapcsolás R ' L = ( RL × RC ) azaz a két ellenállás parhuzamos kapcsolása U CC = uCE + iC RC + iE RE ≅ uCE + ( RC + RE )iC iC ( t ) = I C + ic ( t ) uCE ( t ) = U CE + uce ( t ) U CC

= U CE + I C ( RC + RE ) + uce ( t ) + ( RC + RE )ic ( t ) uce ( t ) = − R ' Lic ( t ) 13.10 A munkapont megválasztása Mivel U CEsat = 0.5V ezért: I C < I C MAX = 14 U CC − (U 0max + 0,5V ) RC + RE Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.4 Térvezérlesű tranzisztorok Záróréteges térvezérlésű tranzisztor (j-FET) 1.41 Szerkezet Grafikus szimbólum Működés ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ Unipoláris eszközök, amelyekél az elektromos áram egy belső csatornán jön létre Külső feszültséggel (elektromos tér) szabályozott csatorna vezetőképesség Source (forrás), Drain (nyelő), Gate (kapu) A kapu-csatorna átmenet egy (mindig) záróirányban előfeszített p-n átmenet A főáram a source-drain áram Főbb előnyök: Nagy bemeneti impedancia, kis zaj (termikus) Gyenge hőmérsékletfüggőség (nincs kisebbségi töltéshordozó) Jelleggörbék a. Kimeneti jelleggörbék iD = iD (

uDS ) u GS = paraméter Lineáris tartomány 1   uGS  2  uDS iD = GO 1 −   UT   rd = r0 1 − KU GS Nemlineáris tartomány uDS < uDS , sat Telítettségi tartomány uDS ≥ uDS , sat uGS − uDS , sat = U T uDS , sat = uGS − U T  u  iD = iD , sat = I DSS  1 − GS  UT   2 b. Átviteli jelleggörbék i D = i D (u GS ), u DS > u DSsat paraméter n csatornás jFET uDS ≥ uDS , sat u DS , sat = u GS − U T  u  iD = iD , sat = I DSS  1 − GS  UT   U GS ∈ [U T ,0] 15 2 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 j-FET polarizálása (Munkapont beállítás) A Munkapont (működési pont) a uGS = − RS iD munkaegyenes és a kimenő jelleggörbe iD = iD ( uGS ) találkozásánál van u GS = −i D RS uGS = U GG − iD RS U GG = Kisjelű paraméterek iD = iD ( uGS , uDS ) differenciálva diD = • δiD δi ⋅ duGS + D ⋅ duDS δuGS δuDS j-FET

meredeksége (transzkonduktancia): gm = δiD ∆iD 1 ≅ = δuDS u ∆uDS u rd • drain-vezetőképesség : • normál (telített) üzemmódban a meredekség: gd = GS gm = ∆iD = gm∆uGS + g d ∆uDS δiD ∆iD ≅ δuGS u ∆uGS U DS R2 ⋅U R2 + R1 DD DS azaz drain-ellenállás GS  δiD − 2I DSS  u  u   1 − GS  = gm0  1 − GS  = δuDS u UT  UT  UT   DS • ahol a maximális érték gm 0 = δiD δuGS U kisfrekvenciás kisjelű modell = GS = 0 − 2 I DSS > 0,U T < 0 UT nagyfrekvenciás kisjelű modell 16 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.5 Térvezérlesű tranzisztorok MOS tranzisztorok (MOS-FET) 1.51 Szerkezet Grafikus szimbólum Működés ¾ ¾ ¾ ¾ Unipoláris eszközök Metal-Oxid-Semiconductor Elektromos áram egy belső csatornán jön létre Külső feszültséggel (elektromos tér) szabályozott csatorna

vezetőképesség Source (forrás), Drain (nyelő), Gate (kapu). Szigetelt kapu (fém-Al) SiO2 Főbb előnyök Jelleggörbék ¾ Nagy bemeneti impedancia ¾ Gyenge hőmérsékletfüggőség (nincs kisebbségi töltéshordozó) ¾ Kis zaj (termikus) a. Kimeneti jelleggörbék iD = iD ( uDS ) u GS = paraméter Kvázilineáris tartomány ª U2 º I D = 2 β «(U GS − U T )U DS − DS »,0 < U DS < U DS , sat 2 ¼ ¬ U DS > U DS , sat Telítési tartomány I D = β (U GS − U T ) ; m I D = β (U GS − U T ) ;U DS > U DS , sat 2 b. Átviteli jelleggörbék i D = i D (u GS ), u DS > u DSsat paraméter növekményes módú p csatornás MOSFET növekményes módú n csatornás MOSFET 17 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum kiürítéses módú n csatornásMOSFET 2005 kiürítéses módú p csatornásMOSFET MOSFET polarizálása (Munkapont beállítás) A Munkapont a munkaegyenes és a

kimenő jelleggörbe iD = iD ( uGS ) metszéspontjában található növekményes módú n csatornás MOSFET kiürítéses módú n csatornásMOSFET U GS = U DD R2 R1 + R2 U GS = U DD R2 − RS I D R1 + R2 U DS = U DD − RD I D Kisjelű paraméterek iD = iD ( uGS , uDS ) δiD δi ⋅ duGS + D ⋅ duDS δuGS δuDS ∆iD = gm∆uGS + g d ∆uDS diD = differenciálva gm = j-FET meredeksége (transzkonduktancia): δiD ∆iD ≅ δuGS u ∆uGS U DS gd = drain-vezetőképesség: δiD ∆iD 1 ≅ = rd δuDS u ∆uDS u GS id = βm(U GS − U T ) a meredekség: gm = βm(U GS − U T ) m −1 = m −1 i D = β (uGS − U T ) DS azaz drain-ellenállás GS 1 δβ ud = gmug + ud rd δuDS I δβ 1 m δβ = (U GS − U T ) = D rd δuDS β δuDS ug + (U GS − U T ) mI D U GS − U T m kisjelű modell kisfrekvenciás modell nagyfrekvenciás modell 18 m Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005

Félvezető tranzisztorok - szintézis Név/Grafikus szimbólum Bipoláris tranzisztor pnp Bipoláris tranzisztor npn Bemeneti jelleggörbék Átviteli jelleggörbék T e l j e s í t m é n y v e z é r e l t Kimeneti jelleggörbék ö n z á r ó e s z k ö z ö k J-FET ( n csatorna) J-FET ( p csatorna) MOS-FET n kiürítéses MOS-FET p kiürítéses MOS-FET n növekményes F e s z ü l t s é g v e z é r e l t e s z k ö z ö k Ö n v e z e t ő e s z k ö z ö k ö n z á r ó e s z k ö z ö k MOS-FET p növekményes 19 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.5 Többátmenetű félvezető eszközök 1.51 Pnpn dióda (Tirisztordióda, Triggerdióda) (Schockley) iC1 = α F 1iE 1 + I CB 01 iC 2 = α F 2iE 2 + I CB 02 iA = I O2 1 − (α F 1 + α F 2 ) 1.52 DIAC (DIode Alternative Current)
Váltakozóáramú kapcsoló-dióda, a feszültség polaritás-váltásra szimmetrikusan viselkedik


Megvalósítására kétirányú tirisztordióda illetve háromrétegű kétirányú dióda áll rendelkezésre 1.53 Tirisztor (tirisztortrióda)
Kapura (Gate) adott jellel (kapuáram, pozitív impulzus) a természetes “gyújtófeszültségnél” kisebb értékű feszültségnél is begyújtható
Begyújtás után a kapu (Gate) elveszti vezérlőelektróda jellegét
Lezárás ha az áram (feszültség) egy adott I H (U H ) (megtartó – Hold) érték alá csökken. 20 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum Begyújtási feltétel 2005 áramköri modell iC 2 = α F 2 (i A + iG ) + I CB 02 iC1 = α F 1i E1 + I CB 01 i A = α F 1i A + α F 2 (i A + iG ) + I CB 02 i A = α F 2 iG + I O 2 1 − (α F 1 + α F 2 ) Tirisztor-tetróda
Újabb kivezetés (katód-kapu) amelyen a begyújtás ellentétes irányú árammal történik
Gyorsabb működés 1.54 TRIAC Alkalmazás: Váltakozóáramú

teljesítményszabályozó 21 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.55 Egyátmenetű tranzisztor (UniJonction Transistor) UJT η= rB1 + rB 2 = rBB rB1 rB1 + rB 2 UJT alkalmazások Oszcillátor U P = ηU BB Időzítő áramkör T = RC ln 22 1 U BB = RC ln 1− η U BB − U P Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 1.6 Optoelektronikai alkatrészek Az emberi szem érzékelni tudja a 400 - 700 nm hullámhosszú elektromágneses hullámokat. A színérzetet a hullámhossz, a fényerősségérzetet a megvilágítás erőssége határozza meg Fizikai mennyiségek Összefüggés Fényáram Φ Fényerősség I= Fénysűrűség B= Megvilágítás erőssége E= Mértékegység 1 lm = 1 cd ⋅ sr = 1.47 mW (λ = 555nm ) dΦ dΩ dI dFn 1 cd = 1 1 sb = 1 lm mW = 1.47 sr sr cd = π lambert = π ⋅ 10 4 apostilb = 2 cm =

2919 footlambert lm µW 1 lx = 1 2 = 0.0929 = 0147 2 m cm dΦ dFn 1.61 Fényellenállások (fotoellenállások) ¾ Záróréteg (p-n átmenet) nélküli félvezető (kadmiumszulfid,kadmiumszelenid, ólomszulfid, indiumantimonid), amelynek ellenállása a megvilágítás erősségétől függ (Clairex cég). ¾ Kadmiumalapú fotóellenállások 400-800 nm hullámhossztartmányban érzékenyek ¾ ólomszulfid, indium-antimonid alapúak infravörös sugárzásra érzékenyek (3-7 µm) l ¾ RO = ρO wd 1.62 Fotodiódák ¾ Záróirányban előfeszített pn átmenet (dióda) amelynek visszárama megvilágítás hatására megnő. ¾ Si fotodiódák 0.6 – 1 µm, míg a Ge fotodiódák 05 – 17 µm hullámhossztartományban használhatók   qU A  I A = I o exp  − 1 − IL   mkT  23 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Fényelem (napelem) ¾ A fénydiódák nem csak fénymérésre (záróirányú

elófeszítés), hanem elektromos energia előállítására is alkalmasak (nagy felületű fotodiódák nyitóirányú előfeszítéssel) EFE = U FE I FE = =0 mkT § I · ln¨ 1 + L ¸ q IO ¹ Fototranzisztorok ¾ A fototranzisztor bázis-kollektor átmenete fotodiódaként működik. A fotodiódán átfolyó áram bázisáramot hoz létre és ennek következtében felerősített kollektoráram keletkezik. Áramköri jelölések, helyettesítő áramkör, Darlington fototranzisztor optokapcsolók (kapcsolóüzemmód) Fénykibocsátó dióda ¾ Elektromos energia alakul át fényenergiává. Főbb alkalmazások : kijelzők (pld 7 szegmens kijelző) ¾ Látható (piros, sárga, zöld, kék, fehér) tartományban, illetve infravörös tartományban (infraLED) • • A fénykibocsátó dióda egy nyitóirányban előfeszített pn átmenet, dióda (Light Emitting Diode), I - U jelleggörbe, spektrális jelleggörbe (diódaáram hullámhossz függvényében) Optocsatolók •

• • Fénykibocsátó (vagy infravörös) dióda (LED) és fototranzisztor (esetleg fototirisztor, optotriak) együttes kapcsolása Jó átviteli hatásfokot általában infravörös tartományban lehet elérni Legfőbb alkalmazások: szigetelt jelátvitel, vezérlés, érzékelők 24 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 2. ELEKTRONIKUS ÁRAMKÖRÖK 2.1 Erősítők Paraméterek y (t ) = A ⋅ x(t − τ ) A = A ⋅ exp( jϕ ) A( jω ) = A(ω ) exp jϕ (ω ) Y = A⋅ X AU = I U2 U I cosθ2 , AI = 2 , AP = 2 2 U1I1 cosθ1 I1 U1 U2 U12 = I12 RIN , P2 = 2 = I 22 RS RS RIN P GP = AP [ dB] = 10 lg 2 = 10 lg AP [ dB] P1 I U G I = AI [dB ] = 20 lg 2 GU = AU [dB ] = 20 lg 2 , I1 U1 P1 = - Ideális erősítők uIN = RIN ⋅U g RIN + Rg 25 ha RIN >> Rg ezért u IN ≅ U g Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum iIN = Rg + RIN

AU = Feszültséerősítés: Áramerősítés: Rg AI = ⋅ Ig uO u IN mert RIN << Rg 2005 iIN ≅ I g ezért Vezetőképességerősítés: AY = iO iIN Impedanciaerősítés: iO u IN AZ = uO iIN Közös emitterű kisjelű erősítő : · §1 h f ii ¨¨ × RC × RL ¸¸ u ¹ = − h f ⋅ R ahol R = 1 × R × R ho AU = O = − O O C L u IN hiii hi ho hf RO ≈ RC × RL = RL' ebből következik AU = − ⋅ RL' hi uO hf hf hf R ×h RC R ⋅h u R ×h i RL AI = O = = O ⋅ B i = − RL' ⋅ B i = − ⋅ ⋅ B i ≈ − ⋅ hi ≈ h f u IN RL hi RL + RC RB + hi h1 u IN RL hi ii RB × hi u u 1 1 RIN = IN = RB × hi ≈ hi ha RB >> hi RO = O = RC × ≈ RC ha >> RC ii iO ho ho 26 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Közös kollektorú (emitterkövető) kisjelű erősítő (h + 1)§¨¨ 1 × R × R ·¸¸i f E uOUT − h f ii (RC × RL ) h f = RO >> 1 ,

= uIN − hiii hi ahol L i u uO ¹ ho AU = O = ≈1 = u IN hiii + uO ª ·º §1 «hi + (h f + 1)¨¨ × RE × RL ¸¸» ii ¹¼» ho ¬« uO uO RE RB i R RL = −(h f + 1) ⋅ AI = O = L = u IN RE + RL R + h + (1 + h ) RE RL iIN iIN + ii B i f RE + RL RB R (1 + h f ) RE RL >> RB AI ≈ − B dacă atunci RE + RL RL Közös bázisú kisjelű erősítő . AU = RO = (RC × RL ) = RC hf i RC + RL AI = O = ≈ ih 1+ hf ii ii (1 + h f ) + i i RE h f ii 27 RC RL RC + RL Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Kaszkóderősítő ( közös emitterű – közös bázisú kapcsolás) h f ii h f ii i AI = O = 2 2 ≈ 1 1 = h f 1 iIN ii1 ii1 h f 2ii 2 u = AU = O = u IN hi1ii1 − h f 2h f 1 1 + hf 2 hi1ii1 ii1RC ≈− hf hi RC Darlington kapcsolás Közös kollektor - Közös kollektor Egyenértékű (ekvivalens) tranzisztor 28 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg

elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 2.14 Differenciálerősítő (Offner 1937) i i iE 1 = C 1 , iE 2 = C 2 α1 α2 I = iE1 + iE 2 α1 = α 2 = α u BE 1 u BE 2 · 1 1 §¨ UT + I S ⋅ e UT ¸ = I = (iC1 + iC 2 ) = IS ⋅e ¸ α α ¨ ¹ u BE 1 u BE 2 u −u − BE 1 BE 2 · · I S uUBE1 § I S §¨ U T UT ¸ T ¨ +e = e e 1 + e UT ¸ ¸ α ¨ ¸ α ¨ ¹ ¹ u I 1 = u BE1 − u BE 2 + u I 2 u I 1 − u I 2 = u BE1 − u BE 2 u I 1 −u I 2 u BE 1 de IS ⋅ e UT = iC1 i § I = C1 ¨1 + e U T α ¨ u I 2 −u I 1 ∆iC1 αI = gm = ⋅ e UT u I 2 −u I 1 2 ∆ (uI 1 − u I 2 ) § · ¨1 + e U T ¸ ¨ ¸ ¹ ⋅ · αI αI ¸i = i = 2 C1 C u u u I 1 −u I 2 − I2 I1 ¸ UT ¹ 1+ e 1 + e UT 1 UT u O = u O1 − u O 2 = E − i C 1 ⋅ RC − E + i C 2 ª u − u I1 º = αI ⋅ RC ⋅ th « I 2 » ¬ 2U T ¼ u I 2 −u I 1 i e UT = C1 ⋅ u I 2 −u I 1 UT 1 + e UT Legfontosabb paraméterek: bemenő differenciálfeszültség “közösmódosú”

benenőfeszültség differenciálerősítés u I1 − u I 2 2 uI 1 + u I 2 uIc = 2 u Add = Od u Id u =0 u Id = kimenő differenciálfeszültség “közösmódosú” kimenőfeszültség “közösmódosú” erősítés Id Ic “közösmódosú” erősítése a diff. jelnek Acd = u Oc u Id u =0 uO1 − uO 2 2 uO1 + uO 2 uOc = 2 u Acc = Oc u Ic u =0 uOd = differenciálerősítése a közös módosú jelnek Ic Acd = u Oc u Id u =0 Ic Add diszkriminációs tényező: F = Acc Add “közösmódosú” elnyomás CMMR = Adc 1   uOc = Acc  u Ic + ⋅ u Id  = Accu Ic + Acd u Id DMRR   29 1   uOd = Add  u Id + ⋅ u Ic  = Add u Id + Adcu Ic CMRR   Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum Helyettesítő áramkör Differenciálüzemmód Létrehozzuk a differenciálerősítő egyszerűsített (az emitter körben levő áramgenerátort egy emitterellenállással

helyettesítjük) változatának a helyettesítő áramkörét (természetes kisjelű modell) Differenciálúzemmódban az alábbi féláramkör érvényes (mivel tiszta differenciál üzemmódban u I 1 = −u I 2 u IN = u I 1 = −u I 2 , a függőleges szimmetriatengely mentén nulla potenciál lesz), a feszültségerősítés a következő lesz R · § − g m uπ ¨ RC × L ¸ u 2 ¹ = u I 1 = −u I 2 = u Id Add = Od = uπ u Id (RB + rπ ) ⋅ rπ R · R · § § ¨ RC × L ¸ ¨ RC × L ¸ 2 ¹ 2 ¹ − g m rπ =β RB + rπ RB + rπ Közösmódosú üzemmód Közösmódusú üzemmódban u I 1 = u I 2 = u Ic , eltávolítjuk azon áramköri elemeket amelyek két végén azonos potenciál van, a közösmódosú feszültségerősítés 30 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum u I 1 = u I 2 = u Ic Acc = = u Oc = u Ic 2005 − g m RC uπ = § uπ · uπ (RB + rπ ) + 2 RE ¨¨ + g m uπ ¸¸ rπ

rπ ¹ − g m RC rπ βRC =− ≈ R B + rπ + 2 RE (1 + g m rπ ) R B + rπ + (1 + β )2 R E ≈− RC ← (β + 1)2 R E >> R B + rπ 2 RE 2.15 Visszacsatolt erősítők X O = aX i ; X f = βX O ; T = globális erősítés: A = Xf Xi = aβ (hurokerősítés) a 1 ha a ∞ 1 + aβ β pozitív visszacsatolás ha A > a , 1 + aβ < 1 negatív visszacsatolás ha A < a , 1 + aβ > 1 A negatív visszacsatolás előnyei dA d § a · 1 dA da 1 1 da ¨¨ ¸¸ = = = = 2 1 + aβ a da da 1 + aβ ¹ (1 + aβ ) A F a ahol a hurok átviteli tényezője F = 1 + aβ = 1 + T . A negatív visszacsatolás a visszacsatolt rendszer átviteli tényezőjének relatív változását csökkenti a visszacsatolatlanhoz képest (csökkenti az erősítő érzékenységét) ♦ Érzékenység: ♦ A visszacsatolás hatása a zavaró jelekre Hasznos jel: a1a2 xg 1 + a1a2 β ; Zaj: a2 xn 1 + a1a2 β xg S Jel/zaj viszony: 
= a1 xn N a1a2 a2 = a1 = 1 + βa1a2 1 + a1a2 β

♦ A visszacsatolás hatása a torzításokra 31 A1000 = 1000 1000 = = 9 .9 1 + 1000 ⋅ 0.1 101 A100 = 100 100 = = 9.09 1 + 100 ⋅ 0.1 11 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ♦ A visszacsatolás hatása a frekvenciaválaszra a ( jω ) = aO 1+ j ω ωS ; a O = a ω =0 ω S - határfrekvencia aO A( jω ) = 1+ j 1+ β ω ωS aO 1+ j ω ωS = aO ⋅ 1 + βa O 1 1+ j ω ω S (1 + βa O ) AO = 1+ j ω ω 1S ¾ Csökken az erősítés de a frekvenciatartomány (frekvenciasáv) (1 + βaO ) szeresére megnövekszik Visszacsatolási topológiák (áramköri elrendezések). A visszacsatolt erősítők rendszerezése a bemeneten hurok (sorosan kapcsolódó elemek) csomópont (az elemek párhuzamosan kapcsolódnak) a kimeneten hurok (a közös jel az áram) csomópont (a közös jel a feszültség) soros-áram visszacsatolás soros-feszültség visszacsatolás párhuzamos-áram visszacsatolás

párhuzamos-feszültség visszacsatolás AY = aY 1 + aY β Z AZ = aZ 1 + aZ β Y AU = aU 1 + β U aU AY = aI 1 + aI β I A negatív visszacsatolás hatása a ki és bemeneti impedanciákra 32 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum • • • • • Példák visszacsatolásra ¾ Feszültség-feszültség visszacsatolás ¾ Áram-áram visszacsatolás ¾ Feszültség- áram visszacsatolás 33 2005 A negatív visszacsatolás erősen befolyásolja a bemeneti és a kimeneti impedanciát Soros kapcsolás esetén a bemeneti impedancia: R Z IN = Z IN (1 + T ) (megnő) Párhuzamos kapcsolás esetén a bemeneti impedancia −1 R Z IN = Z IN (1 + T ) (csökken) A kimeneti impedancia áramvisszacsatolás esetén R Z OUT = Z OUT (1 + T ) (megnő) A kimeneti impedancia feszültségvisszacsatolás esetén −1 R Z OUT = Z OUT (1 + T ) csökken) Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg

elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ¾ Áram feszültség visszacsatolás 2.16 Teljesítményerősítők Főbb jellemvonások: ¾ ¾ ¾ ¾ Nagy kimenő teljesítmény A feszültségerősítés kevésbé jelentős szempont A tranzisztorok működhetnek A,B,AB,C, D osztályban Közös emitterű kapcsolásban a legnagyobb a feszültségerősítés, emitterkövetőben a legegyszerűbbek az áramkörök, míg közös bázisú kapcsolásban a legkisebbek a torzítások A osztályú erősítők ¾ A munkapont az átviteli (és kimenő) jelleggörbe aktív szakaszán helyezkedik el, bíztosítva ezáltal a maximális kivezérlést Bemenő jel hiányában a P(U C 0 , I C 0 ) munkapont 2 n  U U CE = U CC − I C (RE + rP ) U C 0 ≤ CE max uC = − RL' iC = − 1

RL 2  n2  1 U ce I c η= I C max = I CO şi U CE max = U C 0 = U CC 2 U CC I C 0 ηmax = 0.5 ¾ A tranzisztoron átfolyó áram sohasem 0 ¾ A kapcsolás összes teljesítményfelvétele állandó és

kivezérlésfüggetlen 34 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum Ellenütemű (“push-pull”) (B osztályú) erősítők A munkapont az origóban helyezkedik el, csak akkor van teljesítményfelvétel ha létezik bemenő jel T u U U2  12 1 U O =U O max sin ωt    O max CC − O max

Pd 1 = ³ (U CC − uO ) O dt u RL RL  π 4  T0 η= π U O max PU U O max =U CC = ≈ 0.785 O max U   78.5% U CC 2 Pd 1 + PU 4 U CC AB osztályú erősítők ¾ munkapont az origóból elmozdul az A osztályú munkapont fele (tranzisztorok előfeszítése) ¾ Az emitterellenállások csökkentik a hasznos teljesítményt A munkaponti előfeszültség előállítása 35 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum ¾ Az első két kapcsolásnál az előfeszítési feszültséget diódákkal, illetve tranzisztorokkal és

allandó áramú generátorok segítségével kapjuk ¾ A harmadik kapcsolásnál (“szorzott dióda”) az előfeszültség (és ennek hőmérsékleti együtthatója) széles határok között változik  R  U CE = U BE 1 + 3

 R4  Komplementer Darlington kapcsolások ¾ Kvázikomplementer ellenütemű kapcsolás, a T2’ és T2 tranzisztorok pnp tranzisztorként működnek Lineáris áramkörök műveleti erősítőkkel ¾ Fordító erősítő uI uO + R1 R2 R − v = = v + = 0 uO = − 2 ⋅ uO 1 1 R1 + R1 R2 R AINV = − 2 R1 ¾ Nemfordító erősítő ¾ 0 uO + R1 R2 R − v = = v + = uI uO = (1 + 2 ) ⋅ uO 1 1 R1 + R1 R2 R ANINV = 1 + 2 R1 36 2005 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ¾ Ismétlőfokozat A nemfordító erősítő sajátos esete uO = u I ; Ri ∞; Ro 0 ¾ differenciál erősítő u I1 uO + R1 R2 R4 − v = = v+ = ⋅ uI 2 1 1 R3 + R4 + R1 R2 uI1 ⋅ R2 R1 R4 + uO

⋅ = ⋅ uI 2 R1 + R2 R1 + R2 R3 + R4 uO = º R1 + R2 ª R4 R2 ⋅« ⋅ uI 2 − ⋅ uI1 » R1 R1 + R2 ¬ R3 + R4 ¼ Sajátos esetben R1 = R3 ; R2 = R4 a kimenőfeszültség uO = R2 ⋅ ( uI 2 − uI1 ) , R1 ¾ Összeadó erősítő n u Ii v − = i =n1 i uO ¦R + R 1 1 + ¦ R i =1 Ri = v+ = 0 n u Ii i =1 Ri uO = − R ⋅ ¦ Az R ' = 1 ellenállás kompenzálja a 1 ¦ i =1 Ri polarizáló áramokból adódó hibákat 37 n Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ¾ Összeadó-kivonó erősítő uO = R2 ⋅ ( uI 4 + u I 5 + u I 6 − uI 1 − uI 2 − uI 3 ) R1 u I1 u I 2 u I 3 uO uI 4 uI 5 uI 6 0 + + + + + + R R1 R1 R2 R R1 R1 R2 v− = 1 = v+ = 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + R1 R1 R1 R2 R1 R1 R1 R2 ¾ Integráló erősítő t t 1 1 uO = −uC = − ⋅ ³ i ⋅ dt = − ⋅ u ⋅ dt C 0 RC ³0 I mivel i = iC = uI R ¾ Deriváló (differenciáló) erősítő u O = −i ⋅ R

= − RC du I dt ahol uC = u I Kapcsolóüzemmódú áramkörök műveleti erősítőkkel ¾ Fordító komparátor (küszöb-szint érzékelő) uOH ≈ V + ; uOL = V − 38 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 ¾ Nemfordító komparátor uOH ≈ V + ; uOL = V − ¾ Ablak-komparátor ¾ Fordító Schmitt trigger (pozitívan visszacsatolt komparátor) Billenési feltétel: v + = v − GU + u O G2 v − = u I v + = 1 REF G1 + G2 ( u IN = R2 R1 U REF + u O  u IN H , L = R1 + R2 R1 + R2 ) R R+ R ; V = −V = V ∆U H = u K H − u K L = u OH − u OL ⋅ + 1 2 R2 R1 U REF + U OH , L R1 + R2 R1 + R2 R1 uOH = − uOL ≈ V ∆U H = 2V ⋅ R1 + R2 = u KÜSZÖBH , L = u K H , L = − 1 Sajátos esetben U REF = 0 a jelleggörbe szimmetrikus U K H , L = u OH , L ⋅ 39 R1 R1 + R2 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005

¾ Nemfordító Schmitt trigger uI uO + R2 R1 R2 R1 + v = ; . Billenési feltétel : v + = v − = U REF v + == uI + u = v − = U REF 1 1 R1 + R2 R1 + R2 O + R1 R2 R + R2 R R + R2 R uI = 1 U REF − 1 u O  u I L , H = u KÜSZÖBL , H = u K L , H = 1 U REF − 1 u OH , L R2 R2 R2 R2 ( ) RR ∆U H = u K H − u K L = u OH − u OL ⋅ 1 V + = −V − = V ; uOH = − uOL ≈ V ∆U H = 2V ⋅ 2 Sajátos esetben U REF = 0 a jelleggörbe szimmetrikus: U PH , L = − R1 ⋅u R2 OL , H EGYENIRÁNYÍTÓK Egyutas egyenirányítók ­ ° I M sin ωt iL = ® ° 0 ¯ 0≤ω ≤π π ≤ ω ≤ 2π ª1 1 2 ∞ cos kωt º iL = I M « + sin ωt −  » π k = 2, 4, 6. (k + 1)(k − 1) ¼ ¬π 2 40 R1 R2 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum IO = T I OEF = 1 2 iO dt = T ³0 I O1 = IM π IM 2 γ = π I 1 I M2 sin 2 ωtd (ωt ) = M ³ 2π 0 2 2005 U O1 π = = 1,57 2 UO η= RL I O2 4 1 = 2 < 40%

2 (RL + R )I OEF π 1 + R RL Kétutas egyenirányítók ª2 4 ∞ cos kωt º sor i L = I M sin ωt Fourier   IM « −  » ¬π π k = 2, 4,6. (k + 1)(k − 1) ¼ 4I 2I U 2 IO = M IO 2 = M γ = O2 = 3π π UO 3 2  I  1 8 1 RL I O2 =  O

η= = 2 < 80% 2 (R + RL )I OEF  I OEF  1 + R π 1 + R RL RL ¾ Alapvető hátrány a középpontleágazásostranszformátor 41 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Hídkapcsolású egyenirányító Az egyenirányított jel szűrése Kapacitív szűrő FESZÜLTSÉGSTABILIZÁTOROK uO = uO (uI , iO , T ) δu δu δu 1 duO = O du I + O diO + O dT ∆uO = ∆u I − RO ∆iO + ST ∆T S δu I δiO δT 1 ∆uO = -STABILIZÁLÁSI EGYÜTTHATÓ S ∆uI i ,T = ct O ST = RO = − ∆uO -KIMENŐ ELLENÁLLÁS ∆iO u ,T = ct I ∆uO - HŐMÉRSÉKLETI EGYÜTTHATÓ ∆T u I ,iO = ct 42 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök –

analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Parametrikus feszültségstabilizátor iI = iZ + iO R= uI = RiI + uO u I − uO u I − U Z ≈ iZ + iO iZ + iO Az R ellenállás méretezése alapvető feladat : RMAX = u Im in − U Z I Z min − I O max Rmin = uIm ax − U Z I Z max − I O min ¾ Soros hibaerősítő nélküli feszültségstabilizátor Az alábbi áramkörben a legfontosabb elem az R ellenállás, amelyik bíztosítja a T tranzisztor, mint vezérlőelem, lineáris üzemmódhoz szükséges bázisáramát, valamint a referenciafeszültséget adó Zener dióda stabilizáláshoz szükséges áramát. Az alábbiakban látható az R ellenállás méretezése R= U Im in − U Z uI − U Z ; Rmax = I O max iO I Z min + iZ + (β F min + 1) (β F + 1) Rmin = Soros hibearősítős feszültségstabilizátor U Im ax − U Z I O min I Z max + (β F max + 1) R + R2 uO = (U Z + u BE 2 ) 1 R2 A T1 tranzisztor vezérlőelemként működik, a T2 tranzisztor

egyszerre összehasonlító és hibaerősítő szerepet tölt be. R2 A hibajel u BE 2 = u O − U Z a kimenet egy részének R1 + R2 és a referencia feszültségnek a különbsége. A felerősített hibajel a T2 tranzisztor kollektorárama az iC 2 ¾ Párhuzamos hibaerősítőnélküli feszültségstabilizátorok Mindhárom esetben látható az R ellenállás amely átveszi a bemeneti feszültség ingadozásait, a kimenőfeszültség állandó marad. A kimenő feszültség ingadozásai az R1 ellenálláson keresztül az emitterbázis átmenetre kerülnek, minek következtében a T vezérlő elem kissé jobban nyit vagy zár, ezzel növelve illetve csökkentve a “teher” ellenálláson létrejött feszültségesést, hozzájárulva a kimenő feszültség stabilizálásához. Az első két áramkör azonos, referenciafeszültség értékéhez közel álló kimenőfeszültséget 43 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf

formátum 2005 eredményeznek, a harmadik áramkör esetében a kimenőfeszültség értéke jóval nagyobb lehet mint a referenciafeszültség uBE = uO − U Z , u I = RiI + uO , uO = u BE + U Z uO = u BE + U Z (R2 + R1 ) R1 Javított paraméterű feszültségstabilizátorok Ahhoz, hogy a bemeneti feszültség hullámzása ne jusson be a vezérlőelemre (T1 tranzisztor), előstabilizátort alkalmazunk. Az Rp és DZp elemekből álló parametrikus stabilizátor már stabilizált feszültséget továbbit az áramkörnek A mellékelt ábrán az előstabilizátor a már stabil kimenőfeszültséghez képest stabilizál Ha állandó áramot adó generátorról tápláljuk a stabilizálódiódát, sokkal jobb paraméterű (stabilizálási tényezőjű) feszültségstabilizátort kapunk. Az állandó áramot az R5 , T3, R4, valamint DZ3 elemekből álló generátor adja 44 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum

2005 Műveleti erősítők alkalmazása feszültségstabilizátorokban Soros stabilizátor Párhuzamos stabilizátor  R  u O = 1 + 1  ⋅ U Z R2    R  u O = 1 + 1  ⋅ U Z R2   Feszültségstabilizátorok védelme U D1 + U D 2 − U BE U D ≈ Rsc Rsc U I Osc = I + I O max R I O max = I O max =  R1  R  1   + U o 1 U BE ' 1 + Rsc  R2  R2   rövidzár esetén U o = 0 I Osc = U BE '  R  1 + 1  Rsc  R2  Oszcillátorok Bevezetés u (t ) = U sin ωt Ps = 45 1U2 2 Rs Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Oszcillátorok mint pozitívan visszacsatolt erősítők. Barkhausen féle összefüggés Xr = β X2 X 2 = A X1 − − Ar = − X2 − Xg − − = A − 1− β A − − X1 = X g + X r − Ar = − − X2 − Xg ∞ Aβ=1 − Barkhausen féle feltétel
Ez a

feltétel alapvetően a visszacsatoló hurkon a rezgés létrejöttét illetve annak a fenntartását jelenti Általában A = A (jω) şi β = β (jω), A = A exp jϕA , j = − 1 β = β exp jϕβ − − − − │A││β│= 1 (amplitudó-feltétel) φA + φ A = 0,2π , 4 π, (fázis-feltétel) ¾ Megjegyzendő, hogy a szinuszosan váltakozó jel ay egyetlen, amely nem változtatja formáját ha reaktív áramkörökön megy át. A Xr = X1 A(jω) β(jω) jel frekvenciája természetesen megyegyezik az X1 frekvenciájával. Sok esetben feltételezhetjük hogy A = valós Olyankor φA= 0 vagy π, esetenként A fázis-feltételből ϕ A + ϕ B (ω ) = 0,2π ,. meghatározható a rezgésfrekvencia, ωosc Oszcillátorok elemzése A legfontosabb problémák amelyek az oszcillátorok működésével kapcsolatosak, a következők - Rezgéskeltés-feltétel létrehozása ; - Rezgésfrekvencia foszc = ωoszc / 2π ; - A rezgés amplitudója Uoszc (illetve annak határolása) -

Rezgések dinamikus stabilitása ; Ha A = A = valós (frekvenciafüggetlen). A Barkhausen-feltételből A β ( jω ) = 1 következik, hogyβ (jω) valós − azaz 1 , A= β ( jω osc ) Im β ( jω ) │ω=ωosc = 0. Ebből következik −
ha │A│ kisebb lesz mint a fent megszabott érték, a rezgések csillapodnak és eltűnnek ;
ha │A│ nagyobb lesz mint a fent megadott érték, a rezgés amplitúdója nagyon megnőhet 46 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 A rezgésamplitúdó határolása a). termikus tehetetlenséggel rendelkező eszközökkel (termisztor) b). vezérelt ellenállással (j-FET) c). diódás dipólusokkal; d). az aktív elem (általában) nemlineáris átviteli jelleggörbéjével (pld Bipoláris tranzisztor) RC oszcillátorok Wien szűrős (hálózatos) oszcillátor
Ahhoz, hogy a rezgések egy jól meghatározott frekvencián keletkezzenek, vagy a visszacsatoló

négypólusnak vagy az erősítőnek kell szűrőtulajdonságokkal rendelkeznie βW ( jω ) = U1 U2 = 1 § 1 · R C ¸ 1 + 1 + 2 + j ¨¨ ωR1C2 − ωR2C1 ¸¹ R2 C1 AU ⋅ β ( jω ) = 1 β W ( jω osc ) = valós f oszc = AU = 1 2π R1 R2 C1C 2 1 R C = 1+ 1 + 2 βW ( jω osc ) R2 C1 u OUT = u IN 1 § ω ω0 · ¸¸ − 9 + ¨¨ ω0 ω ¹ § ω ω0 · ¸ ¨¨ − ω 0 ω ¸¹ ϕ = − arctg 3 47 2 Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Az előbbi feltételek teljesítéséhez szükség lesz egy negatív visszacsatolással rendelkező erősítőre (automatikus feszültségerősítés-szabályozás), amelynek erősítése megfelelő Ha R1 = R2 = R, C1 = C2 = C akkor f osc = 1 2πRC és az erősítés 3kell legyen, hogy teljesüljön a rezgésfeltétel A feszültségerősítő -végtelen bemenő impedanciával -elhanyagolható kimenő impedanciával kell rendelkeyyen Konkrét megvalósítások

Az R4 ellenállást egy j-FET-tel megvalósított vezérelt ellnállással helyettesítettünk ( a j-FET drain-source ellenállása ( rDS ) a kapura adott, illetve a kimenetről a kapura visszavezetett és egyenirányított feszültségtől függ) Fázistolásos RC oszcillátorok Ezen áramkörok visszacsatoló négypólusa RC létrahálózat, mely általában három felül- vagy aluláteresztő szűrőcellából áll. Egyfokozatú fordító erősítőnél az RC hálózat fázistolása a kivánt frekvencián 180º, nemfordító erősítő esetében yérus fok kell legyen. A két alapcelle az alábbi ábrán látható U jωRC F1 ( jω ) = 2 = U1 1 + jωRC 1 U F2 ( jω ) = 2 = U1 1 + jωRC 1 F1 ( jω ) = F2 ( jω ) = ωRC 1 + ω 2 R 2C 2 1 1 + ω 2 R 2C 2 48 2 φ1 = arg F1 ( jω ) = arctg 1 ωRC φ2 = arg F2 ( jω ) = −arctgωRC Germán Z. : Félvezető eszközök és áramkörök – analóg elektrónika jegyzet – pdf formátum 2005 Az alábbi ábrán látható a

fázistolós RC oszcillátor tömbvázlata: Az átviteli függvény: β ( jω ) = U1 U1 U 4 U 3 = ⋅ ⋅ = U2 U4 U3 U2 1 2 Z  Z  Z  1 + 6 1  + 5 1  +  1   Z2   Z2   Z2  Felüláteresztő hálózat esetében: 1 1 ; Z 2 = R β ( jω ) β (α 1 ) = ; Z1 = 2 jω C 1 − 5α 1 + j (α 13 − 6α 1 ) 3 ahol α1 = 1 ωRC AU β ( jω ) = 1 Feltételezzük a valós erősítést , ezért rezgési frekvencián : 1 1 β ( jω oszc ) = valós, tehát α 12 = 6 ω osc = (felüláteresztő f oszc = 6 ⋅ RC 2π 6 ⋅ RC 1 1 1 szűrő) . Mivel ezen a frekvencián β ( jω oszc ) = =− ezért AU ( jω oszc ) = = −29 1 − 30 29 β ( jω oszc ) Nyílvánvaló a 180 fokos fázisfordítás ( a fordító erősítés jellemzője) A rezgésfeltétel: Aluláteresztő hálózat esetében 1 1 Z1 = R Z 2 =  β ( jω ) β (α 2 ) = ; 2 jω C 1 − 5α 2 + j (α 23 − 6α 2 ) ahol valamint a β ( jω oszc ) =

valós feltételből ω osc = α 2 = ωRC 6 AU = −29 RC Tehát ugyanazon RC elemek felhasználásával az aluláteresztő hálózat hatszor nagyobb rezgési frekvenciát bíztosít mint a felüláteresztő hálózat. Konkrét megvalósítási formák f oscTS = 1 1 2πRC 6 f oscTJ = 49 1 6 2πRC